پایان نامه

 

  مقاله اینورترها(مبدل ها) در pdf دارای 61 صفحه می باشد و دارای تنظیمات در microsoft word می باشد و آماده پرینت یا چاپ است

فایل ورد مقاله اینورترها(مبدل ها) در pdf   کاملا فرمت بندی و تنظیم شده در استاندارد دانشگاه  و مراکز دولتی می باشد.

این پروژه توسط مرکز مرکز پروژه های دانشجویی آماده و تنظیم شده است

توجه : در صورت  مشاهده  بهم ریختگی احتمالی در متون زیر ،دلیل ان کپی کردن این مطالب از داخل فایل ورد می باشد و در فایل اصلی مقاله اینورترها(مبدل ها) در pdf ،به هیچ وجه بهم ریختگی وجود ندارد

---

بخشی از متن مقاله اینورترها(مبدل ها) در pdf :

مبدل DC به AC تک فاز:
در کاربردی که ذکر شد در واقع یک منبع تولید کننده سیگنال AC با ولتاژ و فرکانس مختلف نیاز می باشد. یک مبدل توان DC به AC مد سوئیچینگ (اینورتر) در این نوع کاربردها استفاده می گردد که ورودی آن سیگنال DC و خروجی آن یک سیگنال AC می باشد. اگر ورودی این اینورتر یک منبع ولتاژ DC باشد به آن اینورتر منبع ولتاژ (VSI)‌گویند و اگر ورودی آن منبع جریان DC باشد به آن اینورتر منبع جریان (CSI) می گویند. که CSI برای توانهای بسیار بالا کاربرد دارد. در اینجا اینورتر مورد نظر، از نوع VSI می باشد.

VSI در واقع به دو نوع اینورتر تکفاز و اینورتر سه فاز تقسیم می گردد. که اینورتر تکفاز مــی بایست بار AC تکفاز با یک کیفیت توان بالا و هارمونیک پایین را تأمین نماید.
در شکل 1-1 توپولوژی کلی یک اینورتر آورده شده است:

(شکل 1-1)
همان طور که در شکل 1-1 نشان داده شده است، اینورتر دارای دو پایه (B, A) می باشد که به بار تکفاز خروجی متصل گشته و آنرا تأمین می کند. دو خازن با مقدار یکسان به صورت سری دو سر ولتاژ DC ورودی قرار گرفته است که نقطه اشتراک آنها به زمین متصل می باشد. که این اتصال باعث می گردد که ولتاژ دو خازن دقیقاً گردد. یک الگوریتم سوئیچینگ شخصی را می توان به چهار ماژول سوئیچ T1 ، T2، T3 و T4 جهت کنترل اینورتر برای ایجاد یک سیگنال سینوسی با فرکانس و دامنه مورد نظر اعمال نمود. در میان اشکال مختلف سوئیچینگ عملی، روش PWM (Pulse With Modulation) . بطور کلاسیک و وسیعتر بکار می رود که در این مورد در بخشهای بعد توضیح داده خواهد شد.

مدولاسیون پهنای پالس (PWM) ‍:
تکنیک مدولاسیون پهنای باند (PWM)، یک روش موثر برای کنترل فرکانس و دامنه ولتاژ خروجی منحنی باشد. شکلهای کنترلی PWM مختلف که در اینجا بررسی می گردد اصولاً به دو دسته تقسیم می گردد، یکی PWM بر اساس حامل می باشد و دیگری PWM فضای برداری می باشد که PWM فضای برداری برای سه فاز مورد استفاده است که مورد بحث این پروژه نیست. در اینجا PWM بر اساس حامل برای دستگاههای تکفاز مورد بررسی قرار می گیرد. شکل 2-1 یک شمای کلی از مدولاسیون PWM می باشد:

(شکل 2-1)
جهت تولید یک ولتاژ سینوسی در فرکانس مشخص مثلاً f1، یک سیگنال کنترل سینوسی Vcontrol در فرکانس مورد نظر (f1) با یک موج مثلثی (Vcarrier) مقایسه می گردد شکل 2-1 در هر نقطه مشترک، یک گذر در شکل موج PWM با توجه به شکل 2-1 ظاهر می گردد. وقتی Vcontro1 بزرگتر از Vcarrier باشد خروجی PWM مثبت می شود و و قتی کوچکتر از Vcarrier باشد شکل موج PWM منفی خواهد شد. فرکانس ولتاژ حامل (Vcarrier) در واقع فرکانس سوئیچ (fs) اینورتر را بیان می کند. (fs)، اندیس مدولاسیون را برای این سیستم داریم:

 

که در این رابطه Vcontro1 در ماکزیمم دامنه سیگنال کنترلی قرار می گیرد، در حالیکه Vtri‌مقدار ماکزیمم سیگنال و مثلثی (حامل) می باشد. همچنین نرخ مدولاسیون فرکانسی بصورت زیر تعریف می گردد:
mf در واقع نرخ بین فرکانس حامل و سوئیچینگ می باشد؛ جزء اصلی ولتاژ خروجی (Vout) نیم پل، دارای مشخصه معادله زیر و منطقه مدولاسیون خطی می باشد.

Vout=mi.Vd mi10
این معادله نشان می دهد که نتیجه مورد نظر که دامنه می باشد بطور خطی با اندیس مدولاسیون نسبت مستقیم دارد. مقدار mi از صفر تا 1 را می توان بعنوان محدوده کنترل خطی سیگنال حامل سینوسی PWM در خروجی تعریف کرد.
اشکال مختلف روش سوئیچینگ PWM :

تا به حال با مفاهیم مبدل توان DC به AC و مدولاسیون PWM آشنا شدیم. در کاربردهای تکفاز آنچه بطور خاص مورد نظر می باشد ولتاژ خروجی است که به بار منتقل می شود. همانطور که قبلا دیده شد، ولتاژ خروجی، اختلاف بین دو پایه A و B از پل ترانزیستوری می باشد. نکته دیگری که مد نظر است مقدار THD (Total Harmonic Disturtion) می باشد که باید تا حدامکان مقدار کمی داشته باشد.
مدولاسیون PWm دو قطبی :

سوئیچینگ PWM دو قطبی در واقع یک شمای سوئیچینگ کلاسیک می باشد که برای اینورتر تکفاز بکار می رود. جفت ترانزیستور (T4, T1) و (T3, T2) در شکل 1-1 روی لنگه های مختلف پل بطور همزمان روشن و خاموش می گردند. ولتاژ خروجی در این حالت بصورت دو قطبی (مثبت و منفی) می گردد چون هیچ حالت صفری در آن وجود ندارد.شکل موج خروجی برابر ولتاژ نقطه VAO در شکل 1-1 می باشد با این تفاوت که دامنه آن دو برابر می باشد. اصول یک PWM دو قطبی را می توان در معادله زیر خلاصه کرد:

Vout = Vd when Vcontrol > Vcarrier
Vout == Vd when Vcontrol < Vcarrier

(شکل 3-1)

شکل 3-1 یک شرحی از مدولاسیون PWM دو قطبی را با پارامترهای mf=15 و mi=0.8 بصورت گرافیکی بیان می کند. از روی شکل می توان فهمید که VBO دقیقاً معکوس VAO در هر زمان می باشد، بنابراین هیچ حالت صفری در خروجی ندارد، Vout=VAO-VBO که باعث
تولید ولتاژ دو قطبی در خروجی گردیده است. در شمای مدولاسیون PWM دو قطبی، اگر نرخ مدولاسیون فرکانس را عدد فرد انتخاب کنیم، ولتاژ خروجی Vout نسبت به مبدأ یک شکل موج متقارن و دو نیم موج می گردد که در این حالت هارمونیکهای زوج در خروجی حذف می گردد.
مدولاسیون PWM تک قطبی :

در این مدولاسیون جفت سوئیچهای (T4, T1) و (T3, T2) در اینورتر H-Bridge (نیم پل)، بطور همزمان همانطور که در دو قطبی دیده شد عمل نمی کند. در واقع لنگه A و B در شکل 1-1 بطور مجزا و غیر وابسته با قیاس دو سیگنال Vcontrol1 و Vcontrol2 با سیگنالهای حاصل مشابه آنها عمل می کند. شکل 4-1 این شمای سوئیچینگ تک قطبی را به همراه خروجی mi=0.8 و mf=12 نشان می دهد:

(شکل 4-1)
الگوریتم سوئیچینگ PWM تک قطبی، در معادله زیر نشان داده شده است:
Vout = Vd when T1, T4 is ON
Vout = -Vd when T2, T3 is ON
Vout= 0 when T1,T3 or T3, T4 is ON

از شکل 1-3 و معادله بالا مشخص می گردد که ولتاژ خروجی بین 0 تا +Vd یا 0 تا -Vd در هر نیم پریود اصلی تغییر می کند. بنابراین شمای PWM بنام PWM تک قطبی شناخته می گردد. تغییر ولتاژ در هر سوئیچینگ در قیاس با حالت قبل که مقدار 2Vd را داشت در این حالت (تک قطبی) تغییر ولتاژ Vd می باشد. همچنین در این نوع PWM امکان انتخاب مقدار نرخ مدولاسیون فرکانس( mf ) بعنوان یک عدد زوج برای حذف اجزای هارمونیکها در فرکانس سوئیچینگ (fs) وجود دارد.

شمای PWM تک قطبی بهبود یافته :
این نوع PWM با دو حالت قبل تفاوت دارد. در این مورد، هر دو لنگه های نیم پل اینورتر تک فاز در فرکانسهای مختلف سوئیچ می کند. بطور مثال لنگه A در فرکانس پایه f1 سوئیچ می کند در حالی که لنگه B در فرکانس حامل f2 سوئیچ می کند که مقدار آن خیلی بزرگتر از f1 می باشد. این نمای سوئیچینگ PWM یک سرعت سوئیچینگ، متعادل بین دو لنگه های اینورتر ایجاد می کند. همچنین یک ولتاژ خروجی تک قطبی که مقدارش بین 0 و +Vd و بین 0 و Vdـ می باشد ایجاد می گردد. شکل 5-1 یک شرحی از این نوع مدولاسیون با mi=0.8 و mf=15 آورده شده است:

(شکل 5-1)
برای بدست آوردن تقارن نیم موج و فرد در ولتاژ خروجی جهت حذف هارمونیکهای زوج، نرخ مدولاسیون فرکانس نباید بعنوان مضرب فردی انتخاب گردد. این نوع مدولاسیون دارای مزایای کاهش مزاحمتهای مغناطیسی الکتریکی فرکانس بالا (EMI) می باشد. همانطور که در شکل 5-1 دیده می شود، بر عکس دو نوع مدولاسیون دیگر، سیگنال مدولاسیون (Vcontrol) در این الگوریتم یک سیگنال ناپیوسته می باشد که در واقع اسپکتروم فوریه متفاوتی را ایجاد می کند.

بلوک دیاگرام کلی مدار پروژه :

(شکل 6-1)
همانطور که در شکل 6-1 مشاهده می شود، سیگنال AC برق شهر وارد یک یکسوساز تمام موج شده و بعد از یکسو شدن توسط خازن صاف می گردد. سپس سیگنال DC وارد مبدل DC به AC تمام پل (Full Bridge) شده و در آنجا به یک سیگنال AC مربعی تبدیل می گردد، ورودی این بلوک از یک مدار کنترلی (میکروکنترلر) می آید و فرمانهای آن توسط میکروکنترلر سری 8051 تولید می گردد، صفحه کلید جهت وارد کردن مقدار فرکانس به ورودی میکروکنترلر بکار می رود، همچنین نمایشگر LCD برای نمایش عدد وارد شده استفاده می شود. در خروجی اینورتر دو سیگنال مربعی و سینوسی تولید می گردد، که خروجی مربعی بعد از یک فیلتر LC پایین گذر به یک سیگنال تقریبا سینوسی تبدیل می گردد، در این بخش بلوک دیاگرام آورده شده را بطور دقیق تری بررسی می کنیم:
یکسو ساز تمام موج :

این مدار یک یکسو ساز تمام موج که توانایی تحمل ولتاژ معکوس تا 400 ولتاژ را دارد استنفاده شده است، مقدار خازن الکترولیت بکار رفته در خروجی آن، باید به اندازه ای باشد که برای جریان مورد نیاز دارای کمترین ریپل ممکن باشد، باید توجه داشت که چون این مدار بصورت سوئیچینگ می باشد بر روی خطوط برق نویزی اندازد که برای جلوگیری از آن در ورودی یکسوساز یک فیلتر خط که بصورت زیر منی باشد قرار داده می شود که در اینحالت از عبور پالسهای فرکانس بالا به خطوط انتقال جلوگیری می کند.

 

(شکل 7-1)

مبدل DC به AC :
همانطور که گفته شد مبدلهای مختلفی برای تبدیل سیگنال DC به AC وجود دارد که در اینجا از مدار تمام پل استفاده کرده ایم. در این مدار که از قطعات IGBT به عنوان عنصر قابل سوئیچ استفاده شده است نیاز به درایور برای کنترل گیتهای IGBT مورد نیاز می باشد. که در این پروژه از 2 آی سی درایور نیم پل IR2113 جهت کنترل هر لنگه از پل بهره برده شده است. که شرح کامل آن در ادامه امده است.

IGBT :
IGBT جز قطعات حامل اقلیت می باشد که دارای مشخصه هدایتی خیلی زیادی است با توجه به اینکه مشخصات ماسفت قدرت را نیز که شامل سهولت در راه اندازی، ‏ قابلیت جریان بالا و دارای سطح عملکرد مطمئن می باشد داراست .
معمولاَ IGBT دارای سرعت کمتری از ماسفت می باشد اما در تکنولوژی ساخت جدید این قطعه، مشخصات سوئیچیگ IGBT به حد ماسفت قدرت رسیده است بدون اینکه مشخصه هدایت بالای آن که جهت تشابه خروجی آن به ترانزیستور BJT می باشد تغییر نماید.

(شکل 7-1)
ساختار سیلیکون و مدار معادل:
بغیر از بدنه ‏ ،ساختار داخلی IGBT به ماسفت شباهت زیادی دارد. هر دو قطعه یک ساختار گیت پلی سیلیکن مشابه و چاله های P به همراه اتصالات سورس دارند در هر دو قطعه نیمه هادی نوع N زیر چاله های P از نظر ضخامت و مقاومت بگونه ای تزریق می گردند که بتوانند نرخ ولتاژ قطعه را نگهدارند و تحمل نمایند. به هر حال‏ با وجود خیلی از تشابهات موجود‏ عملکرد فیزیکی IGBT و ترانزیستور BJT ، شباهت آن نسبت به ماسفت بیشتر است. این مشخصه به علت بدنه می باشد که مسئول تزریق حامل اقلیت به ناحیه N می باشد و در نتیجه مدولاسیون هدایتی را ایجاد می کند ماسفت قدرت که از مدولاسیون هدایت بهره ای نمی برد در ناحیه N تلفات زیادی دارد.

مشخصات هدایت :
همانطور که در مدار معادل مشاهده می شود افت ولتاژ دو سر IGBT مجموع دو قطعه یعنی یک افت ولتاژ دیود در عرض اتصال PN و افت ولتاژ در عرض ماسفت راه انداز می باشد. بنابراین بر خلاف ماسفت قدرت، ‏افت ولتاژ حالت روشن در دو سر یک IGBT کمتر از ولتاژ آستانه دیود می باشد. افت ولتاژ دو سر ماسفت راه انداز ‏ از طرف دیگر مشابه مشخصه ماسفت های ولتاژ پایین می باشد که حساس به ولتاژ راه انداز گیت است.
همانطور که درشکل 8-1 و 9-1 دیده می شود برای جریانهای نزدیک جریان ماکزیمم‏ یک افزایش در ولتاژ گیت باعث کاهش در ولتاژ کلکتور و امیتر می گردد.

(شکل 8-1)

(شکل 9-1)
چون در محدوده کار، ‏‏‏‏‏‏گین PNP با افزایش جریان افزایش می یابد ولتاژ گیت نیز باعث افزایش ولتاژ و در نتیجه افزایش جریان داخل کانال میگردد ‏ بنابراین سبب کاهش افت ولتاژ در ترانزیستور PNP می گردد که در واقع با یک ترانزیستور ماسفت قدرت که حساس به ولتاژ گیت نیست کاملا متفاوت است.
دو راه حل برای کاهش افت ولتاژ توسط طراح سیستم وجود دارد:
الف) کاهش مقاومت ماسفت در هنگام روشن شدن که با افزایش چگالی سلولی این قطعه قابل دسترسی است.
ب) افزایش گین PNP

مشخصات سوئیچنگ:
بزرگترین محدودیت در سرعت خاموش کردن یک IGBT در واقع زمان ماندگاری حاملهای اقلیت در کانال N می باشد . بطور مثال در بیسPNP چون این بیس قابل دسترسی نمی باشد مدار راه انداز خارجی نمی تواند زمان سوئیچ را بهبود بخشد باید بخاطر داشت که چون PNP بصورت دارلینگون بسته شده است هیچ زمان ذخیره ای ندارد و زمان خاموش شدن خیلی سریعتر از یک PNP اشباع رفته می باشد. با وجود این ممکن است این زمان کم سوئیچینگ نیز برای فرکانسهای بالا کافی نباشد.

نکته: در کل IGBT قطعه ای است که مزایای گیت ایزوله و عدم نیاز به جریان برای راه اندازی را از ترانزیستور ماسفت و قابلیت جریان دهی بالا و افت ولتاژ کم را از ترانزیستور BJT به ارث برده است که این مزایا ما را تشویق به استفاده از این قطعه مفید و جدید کرد.
راه انداز یا درایور IGBT :

همانطور که در قسمت قبل گفته شد بدلیل وجود خازن در گیت ترانزیستور IGBT به یک درایور برای روشن و خاموش کردن ترانزیستور مورد نیاز می باشد که در اینجا از IR2113 استفاده شده است. این قطعه که یک درایور IGBT و ماسفت قدرت با سرعت و ولتاژ بالا می باشد دارای دو کانال خروجی با مراجع بخش بالا و پایین مجزایی می باشند به این معنا که چون در یک نیم پل دو ترانزیستور بصورت سری با یکدیگر قرار گرفته اند، برای روشن کردن ترانزیستور پایینی که امیتر آن به زمین متصل است کافیست با اعمال یک ولتاژ 10 تا 15 ولت به گیت ترانزیستور نسبت به زمین آن را روشن نمود. اما ترانزیستور بالایی که امیتر آن به کلکتور

ترانزیستور پایینی متصل است برای روشن شدن نیاز است که گیت آن از امیتر 10 تا 15 ولت بزرگتر باشد که در اینجا امیتر دیگر نمی تواند به زمین متصل گردد لذا مرجع این ترانزیستور نسبت به ترانزیستور پایینی مجزاست. در واقع درایور این قابلیت را ایجاد می کند که مرجع طبقه بالایی بتواند تا ولتاژ تغذیه پل بدون صدمه رسیدن به آن افزایش یابد. ورودی این درایور در واقع می تواند مستقیم به یک مدار لاجیک با منطق 1 و 0 با تکنولوژی TTL یا CMOS متصل گردد و با صفر و 1 کردن ورودی می تواند خروجی ها را سوئیچ نماید. در داخل این آی سی مدارات مختلفی برای انجام این عمل تعبیه شده است. در زیر شکل این درایور آورده شده است:
(شکل 10-1)

شرح آی سی IR2113 :
بلوک دیاگرام این قطعه در شکل 11-1 نشان داده شده است، این قطعه دارای دو مرجع زمین برای بخش پایین پل و یک مرجع برای مدارات گیت شناور است که در اینجا ترانزیستور بالایی پل می باشد. نحوه سوئیچ کردن خروجی درایور برای هر دو بخش بالا و پایین تقریباً یکسان می باشد.
این قطعه دارای دو تغذیه مجزا می باشد که یک تغذیه مربوط به بخش ورودی که به مدارات دیجیتال و منطقی متصل می گردد که می تواند از 5 تا 15 ولت باشد، (VSS, VDD)، تغذیه دیگر مربوط به خروجی درایو است که برای روشن کردن گیت ترانزیستور IGBT بکار می رود که مقدارش 15V می باشد. (VS ,VB)، (Com, VCC)، که هر کدام مربوط به راه اندازی یک ترانزیستور می باشند.

پایه های ورودی کنترلی این قطعه عبارتند از HIN و LIN و SD که برای کنترل روشن و خاموش کردن ترانزیستور بکار می روند، ورودی این پایه ها می تواند از VSS تا VDD تغییر کند. پایه HIN برای کنترل ترانزیستور شناور در خروجی درایور بکار می رود، LIN پایه کنترلی برای ترانزیستور با مرجع زمین استفاده می شود در واقع اگر منطق 1 به هر کدام از این پایه ها اعمال شود خروجی درایور ولتاژی حدود 15-12 ولت به گیت ترانزیستور منتقل کرده و آنرا روشن می کند.

پایه SD در واقع Shut down می باشد که اگر این پایه از نظر منطقی 1 گردد درایور غیر فعال می گردد یا به عبارتی خروجی آن صفر می شود و ترانزیستورهای خروجی از حالت هدایت خارج می گردند. باید توجه داشت اگر IC به حالت Shut down رود برای اینکه از این حالت خارج گردد و درایور بتواند به کار خود ادامه دهد باید حتماً در یک لحظه پایه های HIN یا LIN صفر گردند تا مدار داخلی آن را ری ست کنند تا مدار داخلی بتواند وظیفه فرمان به خروجی را صادر نماید. در غیر این صورت حتی اگر SD صفر شود و پایه های HIN و LIN مقدار 1 منطقی داشته باشند خروجی آنها صفر خواهد ماند و ترانزیستورها خاموش می مانند.
در دیاگرام زمانی زیر این موضوع به وضوح دیده می شود:

(شکل 11-1)
مدار ساده ای که به صورت نیم پل برای این IC بسته می شود در زیر آورده شده است:

(شکل 12-1)
همانطور که در شکل 12-1 مشاهده می شود بخش پایینی درایور یعنی خروجی LO توسط یک دیود و مقاومت موازی شده که دیود برای تسریع در خاموش شدن ترانزیستور و مقاومت برای محدود کردن جریان اولیه گیت بکار رفته ، به گیت ترانزیستور وارد می گردند. یک خازن دو سر تغذیه Vcc و Com قرار گرفته است که مقدار قابل محاسبه می باشد. در بخش بالایی درایور علاوه بر دیود و مقاومتی که برای روشن و خاموش کردن ترانزیستور بکار رفته اند از یک خازن CD و دیود

DF نیز استفاده شده است. این دو قطعه به پایه VB متصل شده اند. باید توجه داشت که چون مدار درایو بخش بالای درایور دارای مرجع زمین نمی باشد و VS مــی تواند هر ولتاژی را به خود بگیرد لذا لازم است که VB که به عنوان ولتاژ تغذیه برای راه اندازی گیت ترانزیستور بکار می رود همواره یک ولتاژ حدود 12 تا 15 ولت داشته باشد که در تمام شرایط اختلاف VD و VS از این مقدار کمتر نگردد تا مدار درایو بخش بالایی بتواند کار خود را درست انجام دهد. برای انجام این کار

می توان از یک تغذیه مجزا استفاده نمود و با اتصال آن به پایه های VB و VS این مشکل را مرتفع کرد. اما این روش نیاز به یک تغذیه اضافه دارد که برای جلوگیری از این هزینه یک مدار Boot Strap با خازن و دیود سریع CF و DF ساخته شده است که با اتصال به پایه هایی که در شکل آورده شده است می توان تغذیه اضافی را حذف نمود. در واقع در حالتی که ترانزیستور پایین روشن می باشد خازن CF از طریق دیود DF و تغذیه VCC شارژ شده و سپس در حالتی که گیت ترانزیستور بالا قرار است روشن گردد مقدار انرژی را از ولتاژ شارژ شده در CF تهیه می کند. مقدار CF با توجه به فرکانس کار جریان مورد نیاز در خروجی و ولتاژ VCC تغییر

می کند که با محاسبه دقیق این مقدار می توان یک راه انداز گیت ترانزیستور خوب طراحی نمود. باید توجه داشت که داخل این آی سی از مدارات حفاظتی مختلفی استفاده شده است که یکی از مهمترین آنها Undervoltage , Loclcout می باشد که این مدار برای جلوگیری از صدمه رسیدن به آی سی در صورتی که ولتاژ دو سر CF هنگام راه اندازی گیت از مقدار 10 ولت کاهش یافت جلوگیری نماید. در واقع اگV ولتاژ CF در آن هنگام از این مقدار کمتر گردد خروجی درایو غیر فعال می گردد تا اینکه مجدداً ری ست گشته و ولتاژ CF افزایش یابد.برای اینکه چنین مشکلی در هنگام کار درایور پیش نیاید باید مقدار Cو CF بطور دقیق محاسبه گردد، که شرح طراحی آن در ادامه آورده شده است.

ملاحظات طراحی بخش درایور IR2113‌ :
طراحی تغذیه درایو و ترانزیستورها :
طراحی تغذیه این IC مشکل نیست، اولین چیزی که باید در نظر گرفت مقدار تغذیه مورد نیاز برای گیتهای سوئیچهای قدرت می باشد. برای اکثر ماسفت و IGBT نکته ای که حائز اهمیت است آنست که ولتاژ بالاتر از حدود 8 تا 9 ولت می تواند گیت ترانزیستور را تحریک کند که باید توجه داشت از over charging یا ازدیاد ولتاژ ورودی گیت برای شارژ بیش از حد آن جلوگیری کرد، زیرا هم تلفات افزایش یافته و هم خاموش شدن ترانزیستور با تاخیر صورت می گیرد. پس ولتاژ القا شده و زمان اعمال آن، از اهمیت بالایی برخوردار است.
نکته: در طراحی باید سه بخش زیر لحاظ شود :

1 طراحی تغذیه با یاس
2 تاخیر در انتشار
3 تلفات توان و طراحی بخش انتقال حرارت (heatsink).
طراحی بایاس تغذیه :

طراحی تغذیه بایاس آی سی ولتاژ بالا (HVIC)، در عمل زیاد مشکل نیست. اول از همه ولتاژ گیت مورد نظر برای سوئیچ قدرت باید مشخش شود. برای بیشتر، ماسفت و IGBT این نکته وجود دارد که با افزایش ولتاژ گیت سورس افت ولتاژ مستقیم سوئیچ کاهش پیدا نمی کند معمولاً این سوئیچ در 8 تا 9 ولت اتفاق می افتد. باید از شارژ زیاد گیت ترانزیستور قدرت جلوگیری کرد زیرا شارژ بیش از حد زمان خاموش شدن آنرا افزایش می دهد. همچنین چون شارژ بیشتری انتقال می یابد بنابراین تلفات ایجاد شده در آی سی و قطعات سوئیچ افزایش می یابد. در نهایت با افزایش زمان مورد نیاز برای خاموش شدن قطعه، ماسفت قدرت، احتمال روشن ماندن آن هنگام روشن کردن قطعه دیگر می گردد. پس در کل نتیجه می گیریم باید از شارژ اضافه گیت خودداری نمود.
موارد قابل توجه برای کاهش ولتاژ (Under voltage) :

طراح باید به این نکته توجه داشته بHشد که چه مقدار ولتاژ تغذیه بایاس می تواند قبل از افزایش افت ولتاژ مستقیم سوئیچ بطور ناگهانی کاهش پیدا کند. معمولاً این ولتاژ، 8 ولت یا کمتر می باشد. در آی سی های درایور معمولاً از 7/7 تا 9 ولت کمتر مدار حفاظت Under voltage عمل می کند. برای ری ست کردن این مدار لازم است که ولتاژ تغذیه حداقل 25/0 ولت از سطح حفاظت شده افزایش یافته و یکی از ورودیهای HIN یا LIN برای روشن شدن قطعه قدرت مجدد فعال گردد.

طراحی مدار بایاس قسمت پایین:
طراحی این بخش ساده است اما باید از نظر نویز پاک و دارای مقاومت و اندوکتانس کمی بین تغذیه VCC و سورس وجود داشته باشد. همچنین نقطه اتصال ترمینال Com و سورس باید کوتاهترین مسیر با امپدانس کم باشد. معمولاً یک خازن با مقاومت نشتی کم و در حد چند میکرو فاراد که بین VCC و Com قرار می گیرد و کفایت می کند. در هر شرایطی این خازن باید شارژ کافی برای انتقال انرژی به خازن بوت استرپ وقتی ترمینال VS به Com وصل می شود را پیدا کند. این وقتی عملی می گردد که سوئیچ پایینی روشن و بالایی خاموش باشد. نکته دیگری که باید به خاطر سپرد آنست که ولتاژ باقی مانده روی خازن بای پس، از انتقال ولتاژ به خازن بوت استرپ نباید باعث کاهش ولتاژ به کمتر از سطح حفاظتی Under voltage برسد. این مقدار حدود 909V می باشد. البته برای رسیدن به این، کافیست خازن بای پس را 10 برابر خازن بوت استرپ قرار داد.

طراحی مدار بوت استرپ :
بایاس بالا توسط خازن بوت استرپ که در سیکلهای پشت سر هم refresh می گردد تامین می گردد. یک سیکل refresh زمانی است که سوئیچ پایین روشن بوده و هدایت می کند و یا دیود بدنه روشن باشد. مقدار خازن بوت استرپ باید با دقت محاسبه گردد. بطور مثال خازن باید خیلی بزرگ باشد که نیاز به زمان روشن زیاد داشته باشد. همچنین نباید آنقدر کم باشد که ولتاژ به زیر ولتاژ حفاظت Under voltage بیاید و مدار trip عمل نماید.
اگر رابطه زیر را در نظر بگیریم می توان شارژ مورد نیاز برای refresh کردن خازن با یاس را محاسبه کرد :

VBS1 : ولتاژ CBS دقیقا بعد از refresh شدن
VBS2 : ولتاژ CBS دقیقا قبل از refresh شدن
CBS : خازن بوت استرپ
QG : شارژ انتقال یافته به گیت روشن

(شکل 13-1)
شکل 13-1 عملکرد مدار بوت استرپ را نشان می دهد. این شکل سرهای جریان refresh را برای شارژ خازن بوت استرپ که برای راه اندازی سوئیچ بالا آماده می گردد را نشان می دهد.

همانطور که قبلاً گفته شد هر گاه سوئیچ پایین دیود بدنه یا دیود Flyback هدایت کند نقطه VS که بار به آن متصل است به پتانسیل com متصل می گردد. ولتاژ VCC باعث ایجاد جریان در دیود بوت استرپ شده، خازن بوت استرپ و سوئیچ پایینی مطابق شکل می گردد.
برای شارژ سریع خازن بوت استرپ، بدون ringing و overshoot زیاد، مسیر refresh بوت استرپ باید کوتاه و ضخیم باشد. در اینجا نیاز به خازن با نشتی کم دکوپلینگ بین VCC و Com می باشد. خازن بوت استرپ و دیود باید همچنین در نزدیک آی سی درایور قرار گیرند تا حلقه ای کوتاه ایجاد نمایند و باعث کاهش امپدانس حلقه گردند.

برای اطمینان از شارژ کافی خازن بوت استرپ، معمولاً باید سوئیچ باید بطور متناوب روشن گردد تا از refresh کافی خازن بوت استرپ اطمینان حاصل گردد. عدم استفاده از دیود بدنه یا هرز گرد پایین برای تهیه عمل refreshing بدون روشن کردن فیزیکی سوئیچ پایینی ممکن است تحت شرایط مختلف خللی در refresh خازن بوت استرپ ایجاد گردد. این وقتی اتفاق می افتد که جریان بار یا صفر باشد و یا توسط دیود هرز گرد به سمت باس ولتاژ بالا در حال حرکت باشد. این شرایط بیشتر در راه اندازی موتور اتفاق می افتد.

پس حتماً باید سوئیچ پایین در هر سیکل روشن شده و خازن را شارژ کند.
بطور تجربی می توان مقدار خازن بوت استرپ را از نوع سرامیک در محدوده 09 تا 015 میکروفاراد برای اکثر ماسفتهای کوچک و متوسط استفاده نمود.
خازنهای SMD که دارای پایه نیستند دارای اندوکتانس سری کمتر و زمان شارژ سریعتر می باشند. دیود بوت استرپ باید یک نوع ولتاژ بالای سیگنال کوچک باشد که قادر به مسدود کردن ولتاژ باس DC به اضافه VCC گردد. شارژ دیود باید خیلی سریع صورت گیرد و در آن زمان خازن بوت استرپ را دشارژ نکند، جریان نشتی

معمولاً در نظر گرفته نمی شود، زیرا جریان و شارژ دیود از نشتی خازن خیلی بیشتر می باشد. یک دیود سیگنال 1000 ولت مثل 1N5622 به دیود ولتاژ پایین تر ترجیح داده می شود زیرا خازن اتصال و زمان شارژ آن کوچکتر است. همچنین یک دیود ولتاژ بالاتر دارای جریان بایاس معکوس کمتری می باشد. از دیودهای 1N4000 باید اجتناب کرد.

مقدار خازن مورد نیاز برای مدار بوت استرپ، بستگی به ولتاژ VCC، فرکانس سوئیچ، مقدار جریان مورد نیاز برای تغذیه بخش بالایی IR2113 و مقدار خازن گیت یا شارژ گیت مورد نظر برای شارژ کردن گیت بطور کامل دارد. مقدار شارژ مورد نیاز برای گیت در مشخصات ترانزیستور آورده شده است.
همانطور که قبلا گفته شد، بخش مدار بوت استرپ باید تا حد امکان کوچک بوده تا سلفهای سری مدار بوت استرپ به کمترین مقدار برسد. اندوکتانس زیاد با شارژ سریع خازن بوت استرپ در طول خاموش بودن بخش بالایی راه انداز IR2113 مخالفت می کند.

یک مثال واقعی : یک مقدار دقیق تر برای محاسبه خازن بوت استرپ نسبت به آنچه در معادله 1 بیان شد، با در نظر گرفتن جریان تغذیه بایاس بخش بالایی به IR2113 و اثرات نشتی و بهبود (recoverry) دیود بوت استرپ صورت می گیرد. واضح است که فرکانس PWM روی مقدار خازن بوت استرپ نیز تاثیر می گذارد. بنابراین، در محاسبه خازن بهتر است فرکانس PWM را نیز در نظر گرفت مقدار خازن را می توان از معادله زیرمحاسبه کرد:

IDR : جریان نشتی معکوس دیود بوت استرپ
IQBS : جریان تغذیه بخش بالایی
Qrr : شارژ دیود بوت استرپ
QG : شارژ روشن شدن گیت
FPWM : فرکانس کار PWM
VBS1 : ولتاژ CBS دقیقاً بعد از عمل refresh
VBS2 : ولتاژ CBS دقیقاً قبل از عمل refresh
CBS : خازن بوت استرپ

به عنوان مثال فرض می کنیم از دیود IR450 با تغذیه 15 ولت و افت 5/0 ولت در یک سیکل PWM (VBS1-VBS2) با شارژ معکوس دیود 16 نانو کولنی جریان نشتی 2 میکرو آمپر برای دیود بوت استرپ با ماکزیمم جریان بایاس 400 میکرو آمپر (IQBS) استفاده شده است، شارژ گیت QG برابر 120 نانو کولن که در اطلاعاات کارخانه ای IR450 وجود دارد. فرکانس مورد نظر برابر 330 نانو فاراد سرامیک قابل استفاده است.

طول زمان refresh مورد نیاز برای شارژ خازن بوت استرپ نیز نیاز به محاسبه دارد. شارژ خازن از طریق مدار بسته، خازن بوت استرپ، دیود بوت استرپ، مقاومت برد مدار سرگردان (که باید کمترین مقدار گردد) و مقاومت سوئیچ قدرت( RDSCON) صورت می گیرد. مقاومت RDSON ترانزیستور IR450 در جریان 10 آمپر برابر 103 هم می باشد، به این مقدار مقاومت rD دیود بوت استرپ که ماکزیمم 1/1 در جریان 1 آمپر است افزوده می شود. که 01 اهم نیز مقاومت خطوط

ارتباطی در نظر گرفته شده که مجموعاً 15 اهم می گردد. ثابت زمانی شارژ خازن بوت استرپ برابر حاصلضرب 033 میکرو فاراد در 15 اهم می باشد که برابر 05 میکرو ثانیه می گردد. بعد از 3 ثانیه ثابت زمانی به اندازه %95 تغذیه VCC شارژ شده است. بطور مثال اگر بخواهیم 3 ثابت زمانی را برای روشن کردن IR450 با ولتاژ 15 ولت در نظر بگیریم نیاز به تغذیه 158 ولت ممی باشیم. (%95158=15V) .

 

کلمات کلیدی :